20世紀50年代，美國宇航局以小型化、重量輕為目標，為搭載火箭開發(fā)了開關電源。在半個多世紀的發(fā)展過程中，開關電源因具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩(wěn)定等優(yōu)點而逐漸取代由傳統(tǒng)技術設計制造的連續(xù)工作的線性電源，并廣泛用于電子、電氣設備中。20世紀80年代，計算機全面實現(xiàn)了開關電源化，率先完成了計算機的電源換代。20世紀90年代，開關電源在電子、電氣設備以及家電領域得到了廣泛的應用，開關電源技術進入快速發(fā)展期。

    Cadence旗下的PSpice是一款電路仿真軟件，能夠對復雜的模數(shù)混合電路進行仿真，而且開關電源也不例外。

    1 升壓變換器拓撲結構

    升壓變換器屬于間接能量傳輸變換器。供電過程包含能量的存儲和釋放兩方面。如圖1所示，Vclock是脈沖信號源，提供PWM電壓，用以功率開關S1的導通與截止。Rsense為電流取樣電阻，Resr為電容的等效串聯(lián)電阻。在開關S1導通期間，二極管D1截止，電感儲存能量，輸出電容單獨為負載提供電能。在開關S1斷開期間，二極管D1導通，儲存了能量的電感與輸入電源串聯(lián)，為輸出提供電能，其中一部分轉移到電容C1里。

    1.1 工作于CCM條件下的升壓變換器波形

    對圖1所示電路，借助PSpice進行仿真，獲得如圖2所示的波形圖。這是典型的電感電流連續(xù)導通模式（CCM）。

圖1 基礎升壓變壓器結構電路

圖2 工作于CCM條件下的Boost變換器波形

    曲線①代表PWM波形，用于觸發(fā)功率開關導通或斷開。當開關S1導通時，公共點SW/D電壓幾乎降到0.相反，當開關S1斷開時，公共點SW/D電壓增加為輸出電壓和二極管的正向壓降之和，如曲線②所示。曲線③描述了電感兩端電壓的變化。高電平期間，電感左側電壓為Vin,右側幾乎為0,對應功率開關導通；而低電平期間，電感左側電壓仍為Vin,而右側突變?yōu)閂out,因為功率開關截止，同時二極管導通，此時對應電感電壓為負值，這就意味著輸出電壓大于輸入電壓。

    電感電路在平衡時，電感兩端電壓平均值為0,即電感的電壓時間平衡。也就是圖中陰影部分面積S1=S2.假設D為PWM的占空比，TSW為開關周期。則

　　整理得到

    可見，在理想情況下，D越接近1,輸出電壓將趨于無窮大。實際上，只要輸出一定的電流，就難以得到傳輸系數(shù)超過4~5的升壓變換器。

    曲線④為電感電流波形。可以看到電感電壓雖然出現(xiàn)了跳變，但電感電流仍然是連續(xù)的。

    曲線⑤是輸出電壓波形，也是電容電壓。可以看到恢復尖峰以及電壓紋波。若考慮輸出電容的ESR,則相對紋波為

    曲線⑥是輸入電流，明顯它是連續(xù)的。

    1.2 工作于臨界導通模式下的電感電流

    當電感電流紋波降到0時，功率開關S1立即閉合，電感電流又向上增大。如圖3所示電感電流處于臨界點的電流變化。此時，電感電流平均值即對稱三角形的電流平均值為最大值的1/2.即

    假設效率為100%,則有

    聯(lián)立以上兩式，可得R和L的臨界值

圖3 電感電流處于臨界點的電流變化

    2 PWM開關模式

    1986年前后，脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation,PWM）開關模式被提出，先后出現(xiàn)了電壓模式和電流模式。電流模式是目前常用的控制方法之一。

    2.1 電流模式及其不穩(wěn)定性

    電流模式檢測電感電流和開關電流，并在逐個脈沖的基礎上同誤差放大器的輸出進行比較，控制PWM脈寬，由于電感電流隨誤差信號的變化而變化，從而更容易設置控制環(huán)路，改善了線性調(diào)整率。

    在CCM條件下，占空比超過50%時，電流模式存在固有不穩(wěn)定性，也稱為次諧波振蕩。這種不穩(wěn)定性與穩(wěn)壓器的閉環(huán)特性無關，它是由固定頻率和峰值電流取樣同時工作所引起。圖4（a）顯示了這種現(xiàn)象，在t0時刻，開關開始導通，使電感電流以斜率m1上升，t1時刻，電流取樣輸入達到由控制電壓建立的門限。這導致開關斷開，電流以斜率m2衰減，直至下一個振蕩器周期。如果有一個擾動加到控制電壓上，產(chǎn)生一個小的△I,在一個固定的振蕩器周期內(nèi)，電流衰減時間減少，最小電流在開關接通時刻t2,上升了△I+△I*m2/m1.最小電流在下一個周期t3減小至（△I+△I*m2/m1）m2/m1.如果m2>m1,這樣擾動經(jīng)過幾個開關周期的逐漸積累后，就會出現(xiàn)占空比一大一小的現(xiàn)象，即發(fā)生了次諧波振蕩。圖4（b）顯示了通過在控制電壓上增加一個與脈寬調(diào)制時鐘同步的人為斜坡，該斜坡的斜率如果≤m2/2,才能使得電感電流跟隨控制電壓，達到真正的電流模式工作。

圖4 連續(xù)電流波形圖

    2.2 高性能電流模式控制器UC2843簡介

    UC2843是一種電流型脈寬調(diào)制電源芯片，價格低廉，廣泛應用于電子信息設備的電源電路設計，常用作反饋式開關電源的控制電路。UC 2843工作電壓為8.5~36 V,是專為離線和DC-DC變換器應用而設計，提供了只需少量外部元件就能獲得低成本高效益的解決方案。具有可微調(diào)的振蕩器、能進行精確的占空比控制、溫度補償?shù)膮⒖茧妷骸⒏咴鲆娴恼`差放大器。電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅動功率MOSFET的理想器件。其它的保護特性包括滯后式欠壓鎖定，低壓鎖定門限為8.5 V（通）和7.6 V（斷），還有逐周電流限制、可控輸出靜區(qū)時間等。

    圖5所示為UC2843的內(nèi)部框圖。

圖5 UC2843的內(nèi)部框圖

    電源的技術指標為：輸人標稱12V,動態(tài)范圍9~18V,輸出24V,Io為1A,頻率為300kHz,輸出電壓精度為1%.設計電路如圖6所示。

圖6 12V-24V升壓變換器電路

    3.1 元件參數(shù)選擇

    （1）儲能電感。

    在保證電感電流連續(xù)模式前提下，電感值應滿足

    其中，Vs為為開關管導通時漏極電位。假定電路在額定輸出時，電感紋波電流為平均電流的30%,即

    故，電感值可取

    綜合考慮，電感可取50~150μH.

    （2）其它元件參數(shù)選擇。

    為得到300 kHz的工作頻率，選擇RT電阻為27 kΩ，CT為220 pF.UC2843內(nèi)部腳2為誤差放大器的反向輸入端，正向輸入基準為2.5 V,可知輸出電壓為Vo=2.5（1+R1/R2），由此可確定輸出取樣電阻R1和R2值分別8.7 kΩ和1 kΩ。開關管，由于工作在大電流狀態(tài)，且頻率為300 kHz.應選擇Rds小的功率開關MOS管。輸出二極管應選擇快恢復二極管以保證開關的正常工作。輸出電容是一個重要的儲能元件，所以應選用100μF及以上的電解電容，其余元件參數(shù)如圖6所示。為防止次諧波振蕩，特加入了由Q1組成的斜坡補償電路。

    3.2 電路模擬仿真

    運行PSpice仿真，得到如圖7所示波形。在9 V輸入電壓下，輸出電壓23.899 V,電壓紋波11 mV,電感電流1.545 9 A,紋波271 mA,占空比75%.由于加入了斜坡補償，所以并沒有出現(xiàn)次諧波振蕩，即占空比時大時小的現(xiàn)象。電源效率為70%.電路元件參數(shù)的具體選擇，可參考仿真結果，查看每個元件的電流和耗散功率加以確定。

圖7 PSpice仿真波形

    4 結束語

    借助PSpice仿真軟件，設計了一款常用的12~24 V升壓型開關穩(wěn)壓電源電路。整個電路調(diào)試容易，工作穩(wěn)定、可靠性高、成本低。另外，可根據(jù)具體的電路指標要求，對電路進行靈活控制、變動，設計出其他的應用電路。<